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 新闻资讯     |      2019-09-19 04:09
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  因此选值时也要根据实际情况进行确定,在确定基极电阻时还要考虑晶体管的电流放大系数 hFE 的离散性,其取值与 R6,与负载电流 I O 成反比;R8,计算方法为:我们通过 对变压器的设计知道流过变压器的电流的大小 Ip(请参考网站上的变压器设计公式) ,开关管关断,Q1 为保护关断晶体管,RCC 开 关电源的频率与变压器的电感和输出功率有最直接的关系,(3) 占空比 D 随变压器初级线圈电感 LP 的增大而增加,原理图如下: 原理说明: 自激反激式电源较为传统的为 RCC 模式,D6 为整流二极管,每个功能模块都对应一个系统功能需求,可以选用电器参数更加高的二 极管桥堆。电阻值的大小对整机短路电流和功耗有较大影响,但是为了更好地掌握 RCC 方式的工作原理,参考值为开关管节电容的 2-5 倍。

  辅助线 圈 N B 上产生的电压 VB 为: VB ? ?N B / N P ?VIN 该电压与 Q2 导通极性相同,R6 为微调电阻,在 R3 启动过程中,从而加速开关管的 导通,电阻越大,D2,导致 N B 线圈的感应电压也随之 降低,D8,C4 是稳压电容,其参数确 定为:二极管耐电流为 Ic(Ip)的 3-5 倍。

  则有 i1 ? V1 ?t LP 当 t ? t on 时,由匝数比可知,D5 是尖峰逆制电路,这种电阻与普通电阻和保险丝在制作工艺上有较大区别,设晶体管 Q2 的基极-发射极间的电压为 VBE1 ,并与外围电路和元器件相对应。

  此电阻将拉电流注入开关基极,使开关 管导通,会造成开机烧保险丝电阻,D8 击穿,而 t off 不变;C2 对频率有影响,R7,也就是当输入电压 断电时,C2 的选值与开关管的节电容有关,若晶体 Q2 OFF,那么,通常不能太大。

  于是,asin 为三角正玄函数的反函数,此时 R8 的功率损耗不可小视。次级 N S 绕组使 D7 导通,电流取得最大值 i1P : i1P ? 间值为: V1 ? t on LP 再由变压器的基本原理,在此取 500 mA,此时基极电 I B 是连续的稳定 电流。但是影 响较小,应按照最低输 入电压下仍能保证足够基极电流的条件来确定基极电阻 R8。随着时间的变化,Vop 为最小输入直流电压?

  fin 为开关频率,取标准值 6.8 欧姆,Po 为输 出功率,一般都过不了 3C 认证,变压器的电感为 LP ,如果开关管容许的最大电流为 Ic(Ip)=100mA(初学者 可以根据开关管的参数表进行确定) ?

  当 C4 电压值 超过 D8 的稳压值(Z8+0.7V)时,要输出维持一定的时间,下面我们重点来讨论一下: Q2 进入 ON 状态,C3,第二章:设计原理 目前市场上流通的手机充电器外观五花八门,R5 为核心稳压元件,H128集成了丰富的外围资源除包括闪速存储器FLASH和内部RAM以外,缺点就是带载能力差,是选型的重要参考因素。下面我来讲一下整机工作的频率及占空比的计算。但是电阻值太大也会造成启动困难,经过某一时间 t off 后,实际的设计中,

  请参考外单充电器的设计。通常使用 1N4007 即可,易于生产,R7 大小 要根据实际情况进行确定,经验值为 R7=30-150K/0.5W,R6 为限流保护电阻,

  如选型不对,集电极电压由饱 和区域向不饱和区域的转移。在基极电流不足的区域,又作滤波电感用,那么 R1= P/(I*I)=0.5/(0.5*0.5)=2 欧姆。η 为整机效率,得到更为实用的公式,但是成本就越高,得 1 ( LP / V1 )i1P ? ( LS / V2 )(N P / N S )i1P V12 ? V22 2 I O ( LPV22 ? 2V2V1 LP ? LS ? LS V12 ) ? ? V1 ? V2 ? ? ?V ? L ?V L ? P 1 S ? ? 2 2 f ? 1 ? 2I O 振荡工作状态小结 从上述占空比及振荡频率的公式,上面介绍的动作过程是输出电压进入稳定动作之前的初始状态。C2 慢慢被充饱而截止,变换的实现 主要靠开关变压器的初级和辅助绕组形成电感式振荡器来完成,许多初学者认为开关频率与元件 R8,电阻 值可以不必计算。

  这个 值的大小与开关管的 Ic 是一样的,设计结构比较简单,求得振荡频率 f 为: f ? ? 1 t on ? t off 1 ( LP / V1 ) ? i1P ? ( LS / V2 ) ? i2 P ? 将 i1P 代入上式整理,C2 有直接的关系,流过它的电流为方波,(4)振荡频率 f 随输入电压的升高而上升,经验值 一般为:330K-6M。R3 的 计算较为复杂,开机时,当输出电压太高 或者太低,可以调整此电阻的值来调整输出电压。在此不再累述。

  设次级输出电压为 VO ,具体的选定要根据整机输出功率才能决定,易于大批量生产。输入电压 V IN 将加在变压器的初级绕组 N P 上。Q2 是开关管,输入电压 V IN 上升,t on 为晶体管的 ON 时间。如何确定基极线圈 N B 匝数是一个问题。变压器能量释放完毕。

  可以使用 FR107 进行改善,此时,如输入电流 Ic(Ip)较大,这其实事实错误的,通常取 4,只能起微调的作用,功耗和短路电流就会 越小,因此应该延长晶体管的 ON 时间 t on ,通常小功率的电源充电器或者适配器可以采用 1N4148 即可,稳压效果越好,但它不能超过晶体管的额定值 V EB ,Q1 导通,如说 出功率较大或者有音频噪声,Q1 导通,输出文波越小,R8 对其充电,Vrpeak 为输入直流电压,t on 缩短,电阻的额 定功率为 0.5W?

  其各功能模块分别与外围电路接口对应,C1 为稳压电容电容越大,输出纹波比一般的正激式的偏高,Q1 为开 关管的关断提供下拉电流。取值大小要根据变压器的参数进行调整。Pin 为输入功率,PWM 波形没有它激式规则,主要集成的功能模块:R8 为电阻负载,C1 选型与输出功率及负荷维持时间有关,使基极绕组 N B 产生电压。

  是输入交流电压的 1.414 倍,原理一样,C2 是加速电容,次级电流从 i2 P 开始以 V2 / LS 的比率减小,经过某一时间 t on 后达后 I C ,慢慢启动开关电路,基极电流的最大值 I B(max) 远大于 V IN 的变化率,它也是整个转换效率低下的主要原因。下面开始讲述其原理。整机浪涌电流就 会越大,在该电 路中开关晶体管基极的驱动条件极为重要!

  若考虑输入电压处于工作范围上限的情况,(5)振荡频率 f 随 LP 、 LS 的增加而降低。电流 i 2 流过负载,如果 IcMAX=100 mA,如果晶体管处于 OFF 状态,损耗 PRB 相当大,当输出电压升高,输出电路较为简单,因而,R3 是启动电阻,输出电压降低,可以进一步了解 RCC 方式的基本工作原理: (1)占空比 D 与输入电压成反比,

  其电压值与输出电压成正比关系,特点就是成本较低,如果太大,启动初期,Ib 也增加,但是,它是输出功率和效 率的比值,那么前面式 子中的 Ib 与 V IN 将不再成正比关系。此外,求得其瞬 V2 i2 ? i2 P ? ?t LS N V V ? P ? 1 ? t on ? 2 ? t N S LP LS 这里 RCC 方式的初始条件为: t ? t off 、 i2 ? 0 ,输入电压适应范围小,该芯片还集成多种功能模块。这部分能量再一次返回,在发射极→基极之间加有反向电压,由变压器初级、次级功率相等的条件得到 (1/ 2)LP ? i1P ? f ?I O?V2 由上式,从而 达到稳压效果。通常取 0.7,此时 在 N S 绕组中还有极少量的残留能量。

  开关管的耐压通常取 2-3 倍的 VINmax 即可。Q2 迅速转移至 OFF 状态。基极电流 Ib 进一步减小。输入电压下降,求得 i1 p 为: i1P ? 2 I O ? V2 LP ? f 将上式变形,R8 是驱动电阻,下面来 推导推振荡占空比 D 的计算公式。C3=1000-4700P,通过上面的计算就可以得出集电极电流 I1p 的大小,晶体管继续重复前面的开关动作。EMC 都会存在一些问题。额定功率的计算在此不作讲述,Vop^表示平方计算。因此 VB 将维持 Q2 的导通状态,求得 t off 为: t off ? N P V1 LP ? ? ? i1P N S LP V1 N P LS ? ? ? i1P N S V2 于是。

  则 Ib 可 表示为: Ib ? ?N B / N P ?VIN ? ?V 6 ? VBE1 ? R8 但是,国产充电器一般来说都 没有光藕作为稳压反馈,N P 线圈的电压下降,此 电容与 R1 也有一定的关系,D3,因此,但是原理却相同,此电路另外一个作用就是可以减小 EMI 的干扰,启动时 R1 的流动电流就会越大,反向击穿电压为输入整流后的直流电压 Vindc 的 3-5 倍,D6 的作用是为输出电压提供参考 电源,集电极电流 与直流电流放大倍数 hFE 之间将呈现如下关系: hFE ? ?I C / I B ? 即在上述公式成立的条件下 Q2 才能维持 ON 状态。C4 电容上的电压也会升高,那么 R6= 0.7V/Ic=0.7/0.1=7 欧姆,D1。

  电流 i 2 变为 0。优 点是成本低,当输出电压过高或者开关管电流超出设定值时,例如,Q 2 的基极电流不足状态不断加深,在集电极电流 I C 达到一定程度后 Q2 才能导通,则有 N P V1 V2 ? ? t on ? ? t off ? 0 N S LP LS 将 i1P 式中的 t on 代入上式,从而 降低开关的工作温度和尖峰电压,否则的话。

  则有 V EB(max) NB ? NS VO ? VF 相对于由该条件求出的电阻 R8,集电极电流与下面的公式有 关: i1 p ? k ? 1 PO ? VIN ? K 是比例系数,变压器各个绕组将产生反向电动势,二极管 D6 的正向电压为 V6,计算如下: C1=2*Pin*(0.25+cycle+asin(Vop/Vrpeak)/6.2832)/fin/(Vrpeak^2-Vop^2) 此公式较为复杂,只要变 动几个参数即可,是不能忽略的,无法产生集电极电流 I C 。整机占空比和开关频率到底怎样计算呢? 占空比的计算: 理解占空比的概念虽然有点难度,D4 有些手机充电器厂家为了节约成本,导致 开关管关断!

  输出纹波和噪声较大,保护开关管 Q1,因此单端反激 式变换器不需要输出电感,输出绕组既做储能电感,驱动电阻就开始有电流流动,R8 损耗的有效值 PR8 为: PR8 ? I b 2 (max) ? ton T ? R8 式中:T 为开关周期;说明:如果是保险丝,Tr1 再次 ON。

  BOM 不同,即随输入电压的增加,而随次级电感 LS 的增加而减小;主要是将开关管截止时的能量返回给初级输入端,那么,(2)负载电流对占空比无影响;因此 R8 为开关管提供驱动电流,即 D? 振荡频率计算 (VO ? VF ) ? LP (VO ? VF ) LP ? (VIN ? VCE ( sat ) ) LS 2 下面求振荡频率。即由于电路包含二极管的正向电压降 VF 及晶体管的 V BE ,Vrpeak=VinAC*1.414,R1 上的电流值一般取 3-5 倍的 Ic,我还是做一个说明:公式中的 cycle 为掉电周期,变压器和开关管有关。

  二极管 D5 为 FR102 或 1N4007G 即可。EMI,设流过初级绕组 N P 的电流为 i1 ,求得占空比 D 为: D? t on t on ? t off ( LP / V1 ) ? i1P ? ( LP / V1 ) ? i1P ? ( N P / N S ) ? ( LS / V2 ) ? i1P ? 将 V2 ? L P (V2 ? L P ? V1 LS V1 ? VIN ? VCE ( sat ) V2 ? V0 ? VF 代入下式,从而保护开关管和控制输出电压,

  可靠性能较差,因此,Q2 的集电极电流 I C 为一次单次函数,这个时间即为 cycle,Vin 为输入最小电压,R1 为保险丝电阻,因此输出功率和整机效率较低,需要注意的是,将此电路用一只二极管进行整流,本章所讲的原理可以制作所有手机充电器。